电力电子系统建模及控制7 第七章 逆变器的建模与控制.pptx

第七章逆变器的建模与控制7.1逆变器的建模在这种电路中，直流母线(电池)中点作为输出的零线，输出为三相四线制，这种三相半桥结构可以很好地与前级三相三电平PFC电路结合起来。由于三相之间没有耦合关系，因而控制相对比较简单，单相逆变器的控制方法可以直接用在这里。
一般采用单电压环或电压电流双环的控制方法。
由于三相半桥电路的每一相都是独立的，相互之间不存在耦合关系，因而可以把三相逆变器看成是三个输出电压相位互差120°的单相半桥逆变器组合在一起。在分析被控对象模型时，可以以单相半桥电路来分析。单相半桥式电路如图7-2所示，图中：
E1、E2表示正、负直流母线电压；
S1、S2为半导体开关器件；
L为输出LC滤波器的滤波电感，r为其等效串联电阻，Ｃ为LC滤波器的滤波电容；
R为负载。在逆变电路控制模型中，参考正弦波Vmsin(ωt)和三角波比较得到的脉冲去控制各功率开关器件。输出电压V0(s)和a、b两点电压Vi(s)之间的传递函数G(s)：当忽略滤波电感的等效串联电阻r时，式(7-1)可以简化为开关状态是不连续的，分析时采用状态空间平均法。
状态空间平均法：输出频率远小于开关频率的情况下，在一个开关周期内，用变量的平均值代替其瞬时值，从而得到连续状态空间平均模型。显然，由于开关函数S的存在，式(7-3)中vi不连续。对式(7-3)求开关周期平均，得到由图7-3得到(规则采样法)因此，从调制器输入至逆变桥输出的传递函数为根据传递函数Go(s)的表达式，可以得到其等效方框图如图7-4所示。7.2逆变输出滤波器设计考察一个滤波器性能的优劣：
对谐波的抑制能力，可以由THD值体现；
尽量减小滤波器对逆变器的附加电流应力。
电流应力增大，除使器件损耗及线路损耗加大外，另一方面也使对功率元件的容量的要求增大。在图7-2中，忽略电感电阻及线路阻抗，滤波器输出电压相对于逆变桥输出电压的传递函数为式中在的低频段，，；
在的高频段，，。
所以，低频段渐近线是一条零分贝的水平线，而高频段渐近线是一条斜率为-40dB的直线。这两条线相交处的交接频率为。
在交接频率附近，幅频特性与渐近线之间存在一定的误差，其值取决于阻尼比ξ的值，阻尼比愈小，则误差愈大。
当时，在对数幅频特性上出现峰值。(a)幅频特性(b)相频特性也就是从图7-6中LＣ滤波器幅频特性可以看出，高于转折频率时，幅频特性以-40dB下降。所以取LC滤波器的转折频率为开关频率的1/10后，开关频率处的谐波通过LC滤波器后，有接近-40dB的衰减。
如图7-7，当参考给定瞬时值为vm时，根据式(7-6)，输出的脉宽t2为在稳定后的理想系统中，输出电压vo可表示为在t2时间内流过滤波器电感的脉动电流∆iL为从式(7-19)中可以看出，滤波电感上的最大谐波电流△Lmax和电感L的值成反比。结合式(7-19)和式(7-15)，最后选取滤波电感和电容。
如果取滤波电感L=660μH，滤波电容C=22μF，滤波电感的最大电流脉动△ILmax为由于阻尼比ξ为在数字控制系统中，控制参数的设计有两种常用的途径：
先把被控对象进行离散化，然后再设计数字控制参数；
直接在时域内设计控制参数，再把设计的控制器离散化。
在本文中采用后面一种途径。本文中所采用的控制方法是电压瞬时值控制。
另外为了保证输出波形有效值精度，在瞬时值环外面加了一个平均值环来对输出波形的幅值进行调整。
这样，内环通过瞬时值控制获得快速的动态性能，保证输出畸变率较低，外环使用输出电压的平均值控制，具有较高的输出精度。
通过对逆变桥和输出LC滤波器模型的分析，在忽略电感L和电容C的寄生电阻后，系统的控制框图如图7-9所示。(1)外环
输出电压经整流滤波后得到直流量与给定参考信号的有效值进行比较，得到误差信号；
误差信号经外环调节器后的输出作为内环参考正弦波的幅值；
这个幅值乘以单位正弦波后作为内环给定信号。(2)内环
内环给定信号与输出电压瞬时值比较，得到误差信号经内环PI调节器运算，得到内环的控制信号。(3)开关控制
最后这个控制信号被送入PWM发生器，与三角载波调制比较后产生的PWM信号经驱动电路后对逆变桥的半导体开关进行控制。7.3.1瞬时值内环参数设计式中，Kip和Kii分别为PI调节器的比例和积分系数，如图7-9所示。确定补偿后的穿越频率ƒc
在图7-10中画出了补偿前后幅频特性的示意图。在确定穿越频率ƒc时：
穿越频率选得低，则在低频段的增益比较小，会影响系统的快速跟随性能；
穿越频率靠近滤波器的转折频率，则在低频段可以得到比较大的增益，改善系统的快速跟随性能。
但另一方面，从图7-6中可以看到：
如果穿越频率靠近滤波器的转折频率，在阻尼比ξ小(逆变器空载或轻载)的情况下，转折频率及其邻近频率的增益有可能大于1，同时如果穿越频率靠近滤波器